关于码间串扰(转载)


 根据上节对码间串扰的讨论,我们可将无码间串扰对基带传输系统冲激响应h(t)的要求概括如下:
   ( 1 )基带信号经过传输后在抽样点上无码间串扰,也即瞬时抽样值应满足


                                    ( 4-18 )

  ( 2 ) 尾部衰减要快。


   式( 4-18 )所给出的无码间串扰条件是针对第 个码元在 时刻进行抽样判决得来的。 是一个时延常数,为了分析简便起见,假设 ,这样无码间串扰的条件变为

                                   

  令 ,并考虑到 也为整数,可用 表示,得无码间串扰的条件为

                                            ( 4-19 )


  式( 4-19 )说明,无码间串扰的基带系统冲激响应除 时取值不为零外,其它抽样时刻 上的抽样值均为零。习惯上称式( 4-19 )为无码间串扰基带传输系统的时域条件。
   能满足这个要求的 是可以找到的,而且很多,拿我们比较熟悉的抽样函数来说,就有可能满足此条件。比如图 4-13 所示的 曲线,就是一个典型的例子。


图 4-13 的曲线


  上面给出了无码间串扰对基带传输系统冲激响应 的要求,下面着重讨论无码间串扰对基带传输系统传输函数 的要求以及可能实现的方法。为方便起见,我们从最简单的理想基带传输系统入手。( 点击此处观看flash)

4.3.1 理想基带传输系统

  理想基带传输系统的传输特性具有理想低通特性,其传输函数为


                                      ( 4-20 )


  如图 4-14 ( a )所示,其带宽 ( Hz )。对其进行傅氏反变换得

                                    ( 4-21 )

  它是个抽样函数,如图 4-14 ( b )所示。从图中可以看到, 在 时有最大值 ,而在 ( 为非零整数)的各瞬间均为零。显然,只要令 =1/ ,也就是码元宽度为 ,就可以满足式( 4-19 )的要求,接收端在 时刻(忽略 造成时间延迟)的抽样值中无串扰值积累,从而消除码间串扰。


图 4-14 理想基带传输系统的 和 


  从上述分析可见,如果信号经传输后整个波形发生变化,但只要其特定点的抽样值保持不变,那么用再次抽样的方法,仍然可以准确无误地恢复原始信码。这就是所谓的奈奎斯特第一准则的本质。
   在图 4-14 所表示的截止频率为 的理想基带传输系统中, 为系统传输无码间串扰的最小码元间隔,称为奈奎斯特间隔。相应地,称 为奈奎斯特速率,它是系统的最大码元传输速率。
   反过来说,输入序列若以 的码元速率进行无码间串扰传输时,所需的最小传输带宽为 1/2 ( Hz )。通常称 1/2 为奈奎斯特带宽。
下面再来看看频带利用率的问题。所谓频带利用率 是指码元速率 和带宽 的比值,即单位频带所能传输的码元速率,其表示式为

( Baud/Hz )                     ( 4-22 )

   显然,理想低通传输函数的频带利用率为 2 Baud/Hz 。这是最大的频带利用率,因为如果系统用高于 的码元速率传送信码时,将存在码间串扰。若降低传码率,即增加码元宽度 ,使之为 的整数倍时,由图 4-14 ( b )可见,在抽样点上也不会出现码间串扰。但是,这时系统的频带利用率将相应降低。
   从前面讨论的结果可知,理想低通传输函数具有最大传码率和频带利用率,十分美好。但是,理想基带传输系统实际上不可能得到应用。这是因为首先这种理想低通特性在物理上是不能实现的;其次,即使能设法接近理想低通特性,但由于这种理想低通特性冲激响应 的拖尾(即衰减型振荡起伏)很大,如果抽样定时发生某些偏差,或外界条件对传输特性稍加影响,信号频率发生漂移等都会导致码间串扰明显地增加。
   下面,进一步讨论满足( 4-19 )式无码间串扰条件的等效传输特性,以助于建立实际的无码间串扰基带传输系统。

4.3.2 无码间串扰的等效特性

  因为

                         

  把上式的积分区间用角频率 等间隔分割,如图 4-15 所示,则可得

  作变量代换:令 ,则有 及 。于是

  当上式之和为一致收敛时,求和与积分的次序可以互换,于是有

            ( 4-23 )

  这里我们把变量 重记为 。式中, , 的物理意义 是:把 的分割各段平移到 的区间对应叠加求和,我们把它简称 为 “切段叠加” 。显然,它仅存在于 内,具有低通特性。


                          ( 4-24 )

则 就是 的 “切段叠加” ,我们称 为等效传输函数。将其代入( 4-23 )式,得                                                   ( 4-25 )

  在理想低通传输系统中,由式( 4-21 ),有

  当 

                                  ( 4-26 )

  此时是无码间串扰的。
   把式( 4-25 )与理想低通的表示式( 4-26 )作比较可知,如果式( 4-25 )要满足无码间串扰,则要求

             ( 4-27 )

  式( 4-27 )就是无码间串扰的等效特性。它表明,把一个基带传输系统的传输特性 等间隔分割为宽度,若各段在 区间内能叠加成一个矩形频率特性,那么它在以 速率传输基带信号时,就能做到无码间串扰。习惯上称式( 4-27 )为无码间串扰基带传输系统的频域条件。
   由式( 4-27 )可知,如果不考虑系统的频带限制,仅从消除码间串扰来说,基带传输特性 的形式不是唯一的。

4.3.3 实用的无码间串扰基带传输特性

  考虑到理想冲激响应 的尾巴衰减很慢的原因是系统的频率特性截止过于陡峭,这可以启发我们按图 4-16 所示的构造思想去设计 的特性,即把 视为对截止频率为 的理想低通特性 按 的特性进 行 “圆滑” 而得到的,即

  根据式( 4-27 )无码间串扰基带传输系统的频域条件,不难看出,只要H1(ω)对于W1具有奇对称的幅度特性,则H(ω)即无码间串扰。这里, = ,相当于角频率为 
   上述的 “圆滑”,通常被称为“滚降”。 滚降特性 的上、下截止频率分别为 。定义滚降系数为

                                 ( 4-28 )

  显然, 


图 4-16 滚降特性的构成(仅画出正频率部分)


  可根据实际需要进行选择,以构成不同的实际系统。常见的有直线滚降、三角形滚降、升余弦滚降等。下面以用的最多的余弦滚降特性为例作进一步的讨论。
   图 4-17 显示了不同 时的余弦滚降特性,图中 = 


 ( a )传输特性 (仅画出正频率部分) ( b )冲激响应

图 4-17 余弦滚降传输特性


    时,无滚降,此时的余弦滚降传输特性 就是截止频率为 的理想低通特性 
   时, 就是实际中常采用的升余弦滚降传输特性,可用下式表示


                      ( 4-29 )

  相应地, 


                           ( 4-30 )


  应该注意,此时所形成的 波形,除在 时刻上幅度为零外,在 这些时刻上其幅度也是零。
  当 取一般值时,余弦滚降传输特性 可表示为


                    ( 4-31 )

  它所对应的冲激响应为


                                ( 4-32 )

  显见,其在码元传输速率为 时无码间串扰。


  由以上关于余弦滚降传输特性的分析,结合图 4-17 给出的不同 时余弦滚降特性的频谱和波形,不难得出:
  ( 1 )当 时,为 无 “滚降”的理想基带传输系统, 的“尾巴” 按 的规律衰减。当 ,即采用余弦滚降时,对应的 仍旧保持从 开始,向左、右每隔 出现一个零点的特点,满足抽样瞬间无码间串扰的条件,但式( 4-32 )中第二个因子 对波形的衰减速度是有很大影响的。一方面, 的存在,会产生新的零点,加速 的 “尾巴”衰减;另 一方面, 波形的 “尾巴”按 的规律衰减,比理想低通时小得多。 衰减的快慢还与 有关, 越大,衰减越快,码间串扰越小,错误判决的可能性越小。
  ( 2 )输出信号频谱所占据的带宽 。当 时, ,频带利用率为 2Baud/Hz ; 时, ,频带利用率为 1Baud/Hz ;一般情况下, =0 ~ 1 时, ,频带利用率为 2 ~ 1Baud/Hz 。可以看出 越大, “尾部” 衰减越快,但带宽越宽,频带利用率越低。因此,用滚降特性来改善理想低通,实质上是以牺牲频带利用率为代价换取的。
   余弦滚降特性的实现比理想低通容易得多,因此广泛应用于频带利用率不高,但允许定时系统和传输特性有较大偏差的场合。

时间: 2024-10-16 03:00:14

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